Sistema d’escalfament per inducció aplicat a la cocció

INTRODUCCIÓ

L’aparició de moderns dispositius electrònics semiconductors de potència, va possibilitar l’abaratiment dels sistemes d’escalfament per inducció i la consegüent introducció en el mercat dels electrodomèstics. La seva aplicació a cuines d’inducció, brinden enormes avantatges com són reduït temps de cocció, potència i temperatura ajustable, fàcil neteja i estalvi energètic respecte a altres tecnologies de cocció. Les cuines elèctriques d’inducció són equips que augmenten la qualitat de vida d’una societat, millorant l’índex sobre el desenvolupament humà (IDH), l’índex de pobresa multidimensional (IPM), el benestar de la societat i l’eficiència energètica de el sistema energètic.

El present treball s’exposen els principis físics teòrics que expliquen els processos d’inducció electromagnètica, així com els mètodes existents per a la modelització de la càrrega. Són dissenyats i implementats els circuits de potència i control, basats en un inversor mitjà pont, per a la seva aplicació en la cocció d’aliments a través de l’escalfament per inducció. Les simulacions realitzades a sistema de potència són mostrades i validades a partir dels resultats pràctics obtinguts.

Característiques dels materials

Els sistemes d’escalfament per inducció d’aplicació domèstica han atret especial atenció de la societat moderna. Un producte que s’ha integrat de forma completa en aquest grup són les cuines d’inducció, per tot un seguit d’avantatges que presenta. No obstant això, una cuina d’inducció no pot arribar a elevats valors d’eficiència energètica, encara que la seva electrònica de potència aquest optimitzada. Per a això és necessari realitzar una correcta selecció de la forma de l’inductor i el material dels recipients.

És important definir que el material dels recipients utilitzats en els sistemes d’escalfament per inducció no és seleccionat només per la resistivitat i alts valors de permeabilitat relativa, ja que el fenomen conegut com a efecte pel·licular juga un paper important en la generació de calor.

El fenomen de l’efecte pel·licular limita la profunditat de penetració dels corrents induïts en un material conductor. La profunditat de penetració és la distància des de la superfície d’un material conductor infinitament gruixut, per a la qual el corrent induït ha arribat al voltant de l’38% del seu valor a la superfície, està donada per l’equació (1).

(1)

En l’equació 1, s’ha de ρ és la resistivitat de l’material, μ_r, la permeabilitat magnètica relativa de l’material if, la freqüència del corrent elèctric.

a partir d’aquest paràmetre és possible realitzar el càlcul de la resistència de la superfície de l’material (Rs) a altes freqüències, el qual s’efectua a través de l’equació (2) .

(2)

l’anàlisi de l’equació (2) permet identificar que la selecció de la freqüència d’operació, és un dels paràmetres més importants a tenir en compte, per al disseny d’un sistema d’escalfament per inducció. Es pot tenir un rang de valors de resistència superficial per a un mateix material, només variant la freqüència d’operació del corrent. Per tant, per aconseguir un sistema eficient pel que fa a la generació de calor al recipient, la selecció de l’material a escalfar és basada fonamentalment en els paràmetres següents: profunditat de penetració, permeabilitat magnètica relativa i resistivitat de l’material. Els materials ferromagnètics posseeixen alts valors de resistència superficial enfront dels no ferromagnètics, el que possibiliten un mateix valor de potència a menors valors de corrent. Això provoca que l’eficiència energètica de les cuines d’inducció aquest compromesa en gran per a materials no ferromagnètics.

Un aspecte a tenir en compte per a la selecció dels materials de l’recipient és la conductivitat tèrmica que presenten els metalls, ja que a major mesura d’aquest paràmetre més uniforme serà la temperatura en el recipient. Els metalls que posseeixen les millors característiques de conductivitat tèrmica són els que més baixa resistència superficial tenen. Per aquesta raó, moltes companyies produeixen recipients especials, els quals estan dissenyats per absorbir l’energia magnètica i escampar ràpidament la calor. D’aquesta manera s’obté un sistema d’elevada eficiència, en on no es produeixen punts calents que cremen el menjar en una àrea, mentre que en altres es manté crua.

MATERIALS I MÈTODES

Diagrama en blocs de potència i control

Els sistemes d’escalfament per inducció posseeixen diverses etapes, en general es divideixen en l’etapa de potència i control, per explicar el funcionament d’un sistema d’inducció es proposa el següent esquema (figura 1), cal notar que el mateix segueix el patró d’acord a una cuina d’inducció comercial. Primerament, com a circuit supressor d’harmònics es té un filtre capacitiu d’entrada i com a rectificador es té un pont de diodes amb un filtre LC a la sortida. L’inversor mig pont és la topologia seleccionada per crear la tensió d’alta freqüència que és subministrada a sistema inductor-recipient, el qual es representa com una càrrega equivalent variable d’el tipus RL, existeixen a més altres topologies com són l’inversor pont complet o la topologia quasi-ressonant (posar referència). Les tensions requerides pel control s’obtenen a partir de la font d’alimentació commutada de 5 V i 18 V.En l’etapa de monitoratge i detecció de recipients es troben diversos circuits utilitzats per mesurar tensió, corrent i temperatura en punts essencials dels convertidors segons la seva funció. El sistema de control està basat en dues etapes fonamentals. La primera té en compte totes les variables mesurades i els processos presents en els circuits de potència, i està basada en un microcontrolador. La segona etapa rau en la interfície d’usuari, que és realitzada a través d’un programa desenvolupat a l’ordinador i que possibilita el control de la freqüència d’operació de l’inversor.

Fig. 1 de Diagrama en blocs de l’etapa de potència i control. A

La teoria de funcionament i càlcul de tots els elements de les etapes de potència, control i monitorització de l’esquema proposat, per a una potència de 1000 W i tensió de xarxa de 110 V rms a 60 Hz, es pot veure a. Els resultats teòrics obtinguts dels elements de l’inversor mitjà pont són els mostrats en la taula 1, l’obtenció dels valors de la impedància de càrrega utilitzada en el càlcul de l’inversor és explicat en les properes seccions.

Mètodes utilitzat en la identificació de recipients.

la identificació de recipients és un aspecte extremadament important en les cuines d’inducció. La seva funció és la de diferenciar qual parament compleix amb els requisits necessaris per a la correcta operació de l’electrodomèstic. La inexistència d’ell mateix posa en perill el funcionament de l’equip, fins i tot el seu trencament. Per a això és vital, que la cuina compti amb un sistema de reconeixement de l’material predominant amb el que està fabricat el calder. Els sistemes d’identificació utilitzen la informació present en els paràmetres elèctrics dels materials usats en els recipients, per diferenciar-los. La idea que cada metall posseeix una resistència elèctrica equivalent, a una freqüència determinada, és utilitzada per aconseguir la identificació. En la literatura es descriuen diverses tècniques per aconseguir diferenciar els materials no ferromagnètics dels que sí que ho són. Els mètodes més utilitzats per a identificació de recipients són el mesurament de corrent en alta freqüència i la resposta en el domini de el temps davant un estímul.

El mètode d’identificació a partir del mesurament de corrent en l’inductor és un dels més antics utilitzats. En, es descriu com a partir d’un control basat en el llaç tancat de fase (PLL, per les sigles en anglès) es busca la freqüència de ressonància de sistema inductor-recipient. Per a cada ajust de freqüència, s’efectua el mesurament de corrent per l’inductor a partir d’un transformador de corrent i en dependència de el valor obtingut, es coneix el tipus de material. Això es basa en el plantejat anteriorment, els metalls no ferromagnètics a l’tenir una resistència molt menor que els ferromagnètics, a l’aplicar una mateixa tensió a l’inductor, s’obté una major corrent. En aquest cas, la tensió d’entrada de l’inversor va ser reduïda a 20 V, per tal que el corrent circulant pel sistema no afectés els semiconductors de potència. La teoria de l’mètode resposta en el domini de el temps davant un estímul estableix, que la impedància equivalent es pot representar a través d’un circuit RLC sèrie. En, es planteja que la resposta natural que posseeix aquest tipus de circuit és subamortiguada quan la freqüència natural és més gran que el coeficient d’esmorteïment exponencial. En, es pot veure l’efecte de 5 recipients de diferents materials metàl·lics, davant d’un pols d’activació a un dels semiconductors de potència.S’evidencia com la resposta natural de sistema per a tots els casos és subamortiguada.

Sent el coeficient d’amortiment molt menor quan no hi ha recipient sobre la cuina. Quant als recipients, el temps d’oscil·lació, a l’igual que la magnitud de la mateixa, és molt més gran per a l’alumini que per als restants materials ferromagnètics, el mateix passa per la freqüència de les oscil·lacions. Per tant, per identificar el tipus de material és necessari realitzar el processat de la resposta, on s’obtingui un senyal amb una freqüència proporcional a la de les oscil·lacions. En el cas de ser major el nombre de polsos que una referència fixada, s’està en presència de recipients no ferromagnètics o sense recipient, llavors el sistema de control pren la decisió d’apagar el sistema de potència. A la figura 2, s’evidencia el que s’ha exposat.

Fig. 2 de Senyals utilitzades per a identificació de recipient. a) Recipient d’alumini. b) Recipient ferromagnètic modelatge de la càrrega elèctrica.

Modelatge de la càrrega elèctrica

En els últims 25 anys, és possible trobar gran varietat de mètodes per al càlcul de la impedància equivalent de sistema inductor-recipient. Alguns d’aquests són complexos, ja que tenen en compte tots els paràmetres físics, elèctrics i geomètrics de l’inductor, garantint una aproximació bastant precisa. No obstant això, hi ha altres que simplement tenen en compte alguns paràmetres essencials de sistema-inductor recipient. Aquests no són tan exactes, però és possible obtenir resultats favorables en el comportament de les variables elèctriques de sistema.

A continuació, s’esmenten alguns dels mètodes més utilitzats per al càlcul de la impedància equivalent:

• Anàlisi a través del model anàleg de l’transformador.

• Anàlisi de simulació de camp electromagnètic amb el mètode dels elements finits (FEA tool , per les sigles en anglès).

• Modelatge a través de l’adquisició de dades dels mesuraments de tensió i corrent de sistema inductor-recipient en un rang de freqüència.

Per al disseny de les etapes de potència de sistema, específicament l’inversor, cal conèixer les característiques de la càrrega, la qual és variable en dependència de la freqüència de commutació. Per això en aquest treball s’utilitzen la combinació dels mètodes anàlisi a través de el model anàleg de l’transformador i modelat a través de l’adquisició de dades dels mesuraments de tensió i corrent de sistema inductor-recipient en un rang de freqüència, per al càlcul de la càrrega. La metodologia utilitzada per obtenir les característiques de resistència i inductància equivalent respecte a la freqüència, per dos recipients diferents és exposada en, aquests resultats es presenten a la figura 3. Queda demostrat amb les corbes obtingudes, la variació present en la impedància equivalent, que posseeix com a càrrega a l’inversor. El rang de freqüència a la qual va ser operada la càrrega és de 22 kHz a 45 kHz.

Fig. 3 de Paràmetres de la impedància equivalent estimada. a) Resistència equivalent. b) Inductància equivalent.

Estratègia de l’Etapa de control

El sistema de control de la instal·lació experimental proposta està compost per la interfície d’usuari i el dispositiu de control de els circuits de potència. A través d’un programa desenvolupat en el computador s’envien les dades necessàries, per fixar el punt d’operació que es desitgi en l’inversor. El dispositiu de control ha de ser capaç de mantenir de forma estable el punt d’operació fixat. L’element que regeix tota l’estratègia de control de sistema de potència és el microcontrolador PIC18F4580, de l’fabricant Microchip.

L’microntrolador és l’encarregat de realitzar diverses funcions entre les que es troba el monitoratge de les proteccions, per exemple la tensió de la xarxa per donar començament a el procés si aquest es troba dins dels paràmetres indicats, en cas contrari es mostra el missatge d’error de tensió. Després realitza el procés de Detecció de l’recipient segons l’algoritme implementat en. En cas que no sigui possible, és mostrat un missatge d’error, pel contrari, si és ferromagnètic es guarden els valors del punt d’operació establert i es donen els senyals de control a l’inversor. Cada mitjà cicle de la xarxa s’executa un nombre de tasques en un ordre específic. Aquestes consisteixen en el mesurament tensió de xarxa i temperatura dels semiconductors i recipient.Tots aquests senyals són comparades amb una referència, en cas que hi hagi alguna anomalia es reflecteix a través d’un missatge, i s’apaga l’inversor. Tot està coordinació d’esdeveniments es troba sincronitzada amb l’encreuament per zero de la tensió de xarxa. Cadascuna d’elles és comparada amb una referència, i comprova si està al límit possible, en cas contrari s’apaga el sistema. El màxim valor de corrent assolit en el rang possible és enviat a la PC. Aquest procés es repetirà durant el temps que l’usuari va establir per al funcionament de sistema i un cop esgotat, s’apaga automàticament i queda llest per ajustar els valors novament. En qualsevol moment l’usuari té la possibilitat d’apagar l’equip manualment per començar el procés des de l’inici.

Implementació de les etapes de l’diagrama proposat.

Els circuits de les etapes de potència, monitoratge i control són dissenyats en un mateix PCB, on els elements de potència són agrupats en el costat esquerre de la targeta, mentre que els de monitorització i control a la dreta. La figura 4 a) presenta la targeta electrònica, a la qual es connecta l’alimentació de xarxa, els terminals de l’inductor i el cable USB, per connexió amb l’ordinador. És possible realitzar el traspàs de el codi de programa a l’microcontrolador, sense haver de retirar-lo de la targeta, ja que es fa ús de la tècnica ICSP (In Circuit Serial Programming). Una visió general de com queda confeccionada el sistema implementat, és mostrada a la figura 4 b). La que es troba operant a una freqüència de 35 kHz després d’haver realitzat un escombrat de freqüència.

Fig. 4 de a) Targeta electrònica amb els circuits de potència, monitoratge i control de la instal·lació experimental. b) Sistema de potència i control implementat operant a 35 kHz. a

RESULTATS

Simulacions i resultats pràctics.

A continuació, es presenten els resultats de les simulacions obtingudes de les etapes de potència i control de la instal·lació experimental proposta. L’eina utilitzada és el ISIS (Intelligent Schematic Input System), pertanyent a el programa professional de simulació PROTEUS, de la companyia LABCENTER Electronics. Els semiconductors de potència utilitzats en l’anàlisi són IGBTs.

La figura 5, presenta el comportament de diverses variables a 28 kHz. A la figura 5 a), la tensió d’entrada de l’inversor (blau), té un comportament similar a el de la tensió de sortida de l’rectificador, però, hi ha petites pertorbacions degudes a les commutacions a la càrrega. Aquestes commutacions es reflecteixen en la tensió col·lector emissor de l’IGBT inferior (taronja), que posseeix dos components a baixa i alta freqüència, la qual s’aprecia és la de baixa freqüència. El valor màxim de tensió a suportar els IGBTs és de 155v, per a una tensió de xarxa de 110 vrms. Pel que fa a la figura 5 b), les variables presentades són la tensió (blau) i corrent (taronja) d’entrada de el sistema i la tensió (verd) i corrent (rosat) de sortida de l’inversor. El comportament del corrent d’entrada és pràcticament sinusoïdal i es troba en fase amb la tensió, la qual cosa garanteix un factor de potència a prop de la unitat. El màxim valor de corrent obtingut per aquest cas és de 10 A, el que equival a 7,07 ARMS. Pel que fa a la tensió de sortida de l’inversor (verd) és molt més gran (287 V pic) que la corresponent a valors teòrics. Això es deu a l’oposició de la inductància equivalent als canvis bruscos de corrent, quan ocorre la commutació, el que produeix pics de tensió que no poden ser allisats pels condensadors de l’inversor, el valor de capacitància d’aquests no és prou gran per contrarestar les variacions brusques de la tensió.

Fig. 5 de a) Tensió d’entrada de l’inversor (blau) i tensió col·lector emissor de l’IGBT inferior (taronja). b) Tensió (blau) i corrent (taronja) d’entrada de sistema i tensió (verd) i corrent (rosat) de sortida de l’inversor.

Tot el que s’ha exposat passa, perquè es troben operant a prop de la freqüència de ressonància. El corrent de sortida segueix l’envoltant de la tensió d’entrada de l’inversor, arribant a un valor màxim de 27,5 A. És apreciable també, com els senyals de sortida de l’inversor són alternes, com és d’esperar segons la teoria. La component visible a la figura és la corresponent a baixa freqüència.

A la figura 6, són exposats els comportaments en alta freqüència dels senyals de control de l’PIC18F4580 (blau i taronja) i la tensió (verd) i corrent (rosat) de sortida de l’inversor, per 28 kHz (figura 6 a) i 35 kHz (figura 6 b). S’aprecia com els senyals de control es troben complementàries entre si, amb un petit temps mort entre elles (1μs), per a tots dos punts d’operació. Quant als senyals de tensió i corrent de sortida de l’inversor s’observa com els valors màxims són aconseguits per 28 kHz. En aquest cas, s’aprecia com el corrent segueix un comportament pràcticament sinusoïdal, indicant que s’està, prop de la freqüència de ressonància, el valor màxim assolit és de 27,5 A. La tensió posseeix pics en el moment de commutar els IGBTs, provocant valors màxims propers als 300 V. No obstant això, a 35 kHz la tensió i corrent posseeixen valors menors, ja que s’està operant a una freqüència més gran que la natural de sistema RLC. El comportament del corrent s’aproxima més a una exponencial creixent i decreixent, segons sigui el pols d’activació, el valor pic és de 16 A. Quant a la tensió, encara el valor pic assolit és més gran que el teòric, perquè el valor de corrent demandat és relativament elevat, de manera que els condensadors ressonants no poden contrarestar les variacions de tensió. A mesura que augmenti la freqüència, tant la reactància inductiva equivalent com la resistència equivalent van augmentar i per tant el corrent va a disminuir, de la mateixa manera passa amb la tensió de sortida fins que el seu valor s’estabilitzi en els valors teòrics.

Fig. 6 de Senyals de control de l’PIC18F4580 (blau i taronja), tensió (verd) i corrent (rosat) de sortida de l’inversor. a) A 28 kHz. b) A 35 kHz. a

Per tal de validar els circuits implementats, es procedeix a obtenir les formes d’ones de les variables analitzades en la simulació, tant de les etapes de potència com les de control. Els punts d’operació fixats són els mateixos que en les simulacions. L’inversor pot operar una vegada que el recipient compleixi amb els requisits de la tècnica d’identificació de recipients, els resultats obtinguts d’aquesta prova es poden veure a.

Els primers senyals elèctriques a analitzar són les presentades a la figura 7, i corresponen a la tensió (groc) i corrent (blau) d’entrada de sistema, tensió de sortida de l’rectificador (rosat) i el corrent (verd) per l’inductor, a les freqüències de 28 kHz (figura 7 a) i 35 kHz (figura 7 b). Similar a com succeeix en les simulacions, els valors màxims de corrents tenen lloc a una freqüència de 28 kHz. A aquesta freqüència, pot apreciar com el corrent d’entrada arriba a un valor pic d’aproximadament 9,75 A, el que equival 6,9 ARMS. És notable, com el corrent (blau) segueix un comportament sinusoïdal i es troba en fase amb la tensió de xarxa, el que garanteix un factor de potència proper a la unitat. No obstant això, per a 35 kHz el valor pic és de 5,09 A, corresponent-3,61 ARMS i s’observa com existeix unes deformitats en la forma d’ona, produïdes pels harmònics presents en el senyal. A més, es té un lleuger desfasament entre el corrent i tensió d’entrada.

Fig. 7 de Paràmetres elèctrics de tensió (groc) i corrent (blau) d’entrada, tensió de sortida de l’rectificador (rosat) i corrent de sortida de l’inversor (verd). a) A 28 kHz. b) A 35 kHz. a

Quant a la tensió de sortida de l’rectificador seu valor màxim és de 158 V ja que la tensió de la xarxa té una magnitud de 112 vrms. Els valors pics que arriba el corrent de sortida de l’inversor són de 26 A i 16,8 A per 28 kHz i 35 kHz, respectivament.

A l’inversor mitjà pont la màxima tensió que han de suportar els IGBTs és de 158 V, per a una tensió de xarxa de 112 vrms, la qual cosa és apreciat en la figura 8. en la mateixa es presenta la tensió de sortida de l’inversor per a una freqüència de 28 kHz, la qual posseeix un valor pic de 330 V. la component mostrada d’aquestes dues senyals de tensió és la de baixa freqüència.

Fig. 8 de Paràmetres elèctrics de tensió d’entrada de l’inversor (groc), tensió col·lector emissor de l’IGBT inferior (blau) i tensió de sortida de l’inversor (rosat) a 28 kHz.

La figura 9, recull les formes d’ona dels polsos d’activació dels IGBTs (groc i blau), la tensió (rosat) i corrent (verd) de sortida de l’inversor, a 28 kHz i 35 kHz. Com és d’esperar els valors màxims de tensió i corrent ocorren per 28 kHz, on s’aprecia com el corrent posseeix un comportament sinusoïdal. Això evidencia, que està negociant a l’inversor, prop de la freqüència natural de l’circuit RLC, format pel sistema inductor-recipient i els condensadors ressonants. El comportament de les magnituds de tensió i corrent, per a tots dos punts d’operació, són consistents amb els obtinguts en les simulacions. La diferència rau en els valors pics dels senyals, que pot ser atribuït a la variació de la inductància equivalent producte a l’escalfament de l’recipient i el seu contingut.

Fig. 9 de Paràmetres elèctrics de tensió (groc) i corrent (blau) d’entrada, tensió de sortida de l’rectificador (rosat) i corrent de sortida de l’inversor (verd). a) A 28 kHz. b) A 35 kHz. a

Interfície d’usuari amb MATLAB

La interfície d’usuari, que permet l’ajust de la freqüència d’operació de l’inversor, es realitza a través de un programa desenvolupat en el GUIDE de l’MATLAB, versió 7.7.0.471 de la companyia The MathWorks. És nomenat Programa per a Instal·lació Experimental de la Cuina d’inducció (PIECI).

El propòsit principal de PIECI és obtenir la característica de corrent contra freqüència, que posseeix el recipient, davant de l’inversor implementat. És a dir, mostrar l’espectre de freqüència en què ocorre la ressonància de l’circuit RLC. El programa permet fixar diferents punts d’operació de l’inversor, a través d’un escombrat de freqüència de forma manual o automàtica. Per tant, l’encesa, apagat i el temps que va estar en funcionament l’inversor, és fixat des de la PC. Per aconseguir això, cal tenir connectat a el port USB de l’ordinador, a la targeta electrònica, que fent ús de el convertidor Sèrie-USB es comuniquen pel protocol USART. La informació que li envia el programa a l’microcontrolador és l’estat de l’inversor i la freqüència d’operació. La figura 10, presenta la interfície d’usuari de PIECI, on es presenten els resultats assolits de la característica de corrent contra freqüència de al recipient 1, a través de la qual es pot conèixer quin és el valor de freqüència de ressonància que posseeix per al inversor implementat. Amb la característica de corrent contra freqüència obtinguda es pot realitzar estimats de la potència màxima que pot consumir el recipient i permet verificar la sensibilitat del corrent davant la variació de freqüència. En el present cas, es pot veure com la major corrent obtinguda és aproximadament de 10 A, esdevinguda als 28 kHz. La major sensibilitat a l’canvi de freqüència es troba en el rang de 29 kHz a 33 kHz, per a la zona inductiva.

Fig. 10 de Interfície d’usuari del programa de control de la instal·lació experimental un cop executat un escombrat de freqüència.

CONCLUSIONS

La cuina d’inducció electromagnètica s’ha de veure com un sistema cuina recipient, per la influència que tenen les característiques dels materials amb què està fabricat aquest últim element, sobre el sistema electrònic de potència. El programa desenvolupat per interfície d’usuari brinda control total sobre l’encesa, apagat i establiment de el punt d’operació desitjat en l’inversor. A més, permet obtenir les característiques de corrent contra freqüència per els recipients utilitzats en la instal·lació, la qual cosa possibilitarà altres estudis en treballs futurs. Per la similitud entre les simulacions i els resultats pràctics obtinguts és possible validar el correcte funcionament de les etapes de força dissenyades de la instal·lació experimental. L’estratègia de control i la interfície d’usuari dissenyada garanteixen l’operació reeixida de tot el sistema electrònic. Amb els resultats aconseguits en el present treball, queda vigent un material que explica el funcionament d’aquesta tecnologia aplicada a la cocció dels aliments i és obtinguda, una base experimental per al desenvolupament d’un prototip de cuina d’inducció.